在超过1600千米的传统的单模态（SMF-28）光纤上使用脉冲载波抑制正交相移键控调制实现7*225Gb/s的奈奎斯特波分复用传输技术

 在超过1600千米的传统的单模态（SMF-28）光纤上使用脉冲载波抑制正交相移键控调制实现7*225Gb/s的奈奎斯特波分复用传输技术
Ze Dong, Jianjun Yu, Zhensheng Jia, Hung-Chang Chien, Xinying Li, and Gee-Kung Chang

                                                                        摘  要
    我们已经在一个每个跨度有80千米的常规单模光纤（SMF-28）和一个只起扩增作用的掺铒光纤放大器上传输了的7×224Gb/s/ch的奈奎斯特波分复用信号。每个在50GHz网络的信道是使用偏振多路复用的正交相移键控，且在56 G 波特下给予一个频率效率为4 b/s/Hz.比特的记录。后置滤波器和维特比最大似然序列检测都被引入数字信号处理中，用来抑制不期望的噪声，改善线性串扰和起到滤波的效果。在超过1600千米的常规单模光纤中传输后，所有信道的误比特比之前的3.8×10-3的纠错限制小。
关键词：相干检测，最大似然序列检测，奈奎斯特波分复用，后置滤波器，正交相移键控，信号传输，频谱效率。 


                                                                          一．引  言

       随着100G的以太网的商业化，提高传输光纤信道的频谱效率已经成为了下一代高速大容量传输系统的主要挑战之一[1]-[4]。许多超过100G速率的解决方案已经在实验室被证明可行了，如电/光正交频分复用（OFDM）[5]，光时分复用（OTDM）[6]和多级调制[7]，[8]。正如我们所知道的，多级调制不仅要求较高的光学信噪比（OSNR），而且对光纤非线性效应和激光相位噪声更敏感。此外，在长途传输中，相比于所建立的正交相移键控的方式，多级调制也是不实际的，，正交相移键控方式可以使用一个更简单的发射机结构和高效的数字信号处理算法。使用符号速率为56 GSa / s的正交相移键控，一个10×224-Gbit / s的奈奎斯特波分复用信号以2b/s/Hz的频谱效率通过1890公里的标准单模光纤传输[9]。In [10]，一个以50-GHz的间隔混合的224Gb Gb/s 和112-Gb / s的脉冲调制正交相移键控信号在超过1200公里的分散管理模式的大模场光纤上以3b/s/Hz的频谱效率传输，而且载波抑制归零脉冲整形用于缓和滤波效果。两个不对称的光交叉波分复用器用于分离100-G和200-G的信号。因此，即使频率网格只有50千兆赫，224-Gb / s的脉冲调制正交相移键控（PDM-QPSK）信号也被赋予了超过50 GHz的带宽 [10]。
        为了到达更高的频谱效率，在这封信里，我们应用了以50GHz为间隔的奈奎斯特波分复用信道，其中使用了在56 G波特的脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控调制模式。在最大似然序列检测之后的数字后置滤波器被引入离线数字信号处理中，来抑制噪声，串扰，和组合滤波干扰,这种干扰是由奈奎斯特波分复用信道模型和模数转换器芯片的带宽限制造成的。7×224-Gb / s的冲调制载波抑制归零码正交相移键控信号通过掺铒光纤放大器在超过1600公里的单模光纤上传输这种放大器扩增频谱效率的能力只有4b/s/Hz，然而，这是到目前为止，据我们所知，在速率超过200GB/ s的脉冲调制正交相移键控信道中所能实现的最高频谱效率。


二. 速率为7×224-Gbit / s的波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控（Nyquist-WDM PDMCSRZ-QPSK ）信号的产生和传输



 
图1. 一个速率为7×224-Gbit / s的奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控信号的产生，传输和检查
PDMCSRZ-QPSK signal. PM EDFA: polarization-maintaining EDFA.
MZM1-2: Mach–Zehnder intensity modulator. EA: electrical amplifier.
DL1-2: time delay line. PM-OC: polarization-maintaining optical coupler.
PBC: polarization beam combiner. ATT: optical attenuator. TOF: tunable
optical filter. ADC: analog-digital converter. The eye diagrams of the signalbefore and after CSRZ carver are inserted as (a) and (b), respectively. 

        图1显示了用于产生和传输一个速率为7×224-Gbit / s的奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控信号的实验装置。这个56 G波特的幅度为0.5 Vp-p 的二进制电信号是从一个电子多路复用器和一个模式发生器中产生。这些奇数信道和偶数信道是在独立的同向和正交调制之前，通过两套1×4 的偏振保持光纤耦合器实现的。具有连续波长的光波是从七个外部振腔激光器(E从产生，这些激光器的线性带宽少于100kHz,输出功率为14.5dBm.两个同向和正交调制器(I/Q MOD)是用来调制两个分别带有正交相移键控信号的载波。这两个同向和正交调制器(I/Q MOD)是由两组增长功率为56-Gb/s随机二进制序列单独分开，每组二进制序列都有（213-1）×4的字节长度。每个同向和正交调制器(I/Q MOD)都包含了两个并行的马赫-曾德尔调制器(MZM)，这两个马赫-曾德尔调制器都是利用在零点处偏压和全摆动驱动来实现0相位和π相位的调制。同向和正交调制器上下分支之间的相位差被控制在π/2。这67％卡夫载波抑制归零码是用一个单臂马赫曾德尔强度调制器实现，这个调制器由一个28-GHz的正弦无线电频率信号和在零点处的直流偏置驱动。在卡夫载波抑制归零码之前和之后的眼图分别在图1（a）和（b）处插入。每个路径的偏振复用都是通过偏振复用器来实现的。这种偏振复用器中包括了一个用来对分信号的偏振保持光纤耦合器，一个用来提供150码元延迟的光延迟线（DL2和DL3），以及一个用来重新组合信号的偏振合波器。这些奇数和偶数信道是在以50GHz为间隔使用一个可编程波长选择开关来实现它们之间的过滤和组合。波长选择开关的插入损耗为7dB。在波长选择开关之前和之后的在50GHz网格上的信号的光谱分别在图2中给出。从图中可以看出，结合了波长选择开关过滤器的载波抑制谱具有奈奎斯特的功能，比如用来补偿窄带滤波效果的滤波形状 。



 
图2 50GHz网格上波长选择开关之前和之后的信号的光谱

        在使用20×80km的单模光纤的直线传输线中发射奈奎斯特波分复用的信号。每跨有18分贝的平均损耗，在1550nm处有17皮秒/千米/ nm的色散，而不是在光的色散中补偿。掺铒光纤放大器是用来补偿每跨的能量损失的。每个跨度的总发射功率（在掺铒光纤放大器之后）为10dBm，对应在224 Gb/s的每个通道是1 dBm。.在接收端，一个1 nm有3-dB带宽的可调谐光滤波器用来选择所需的通道。一个线宽小于100kHz的外部振腔激光器)用来做本地振荡器。一种偏振分集90度的混合体用来实现偏振和本地振荡器的不同相位的相干检测，及在平衡检测之前的接受到的信号。数模转换器利用80 GSa/s采样率和30 GHz的电子带宽在数字示波器上实现的。对于数字信号处理，电极化恢复使用一个三阶段的盲均衡方案实现：首先，使用“平方滤波”的方法提取时钟，然后将数字信号以基于恢复时钟的两倍波特率重新采样。其次，一个T/2间隔的时域有限脉冲响应滤波器用于色散补偿，滤波器中的滤波器系数是从已知的使用频域截断法的光纤色散传递函数计算出来的。第三，两个复值，13个抽头，T/2间隔的自适应有限脉冲响应滤波器，基于经典的恒模算法，用于恢复正交相移键控信号的模。载波恢复是在随后的步骤中进行，后面的步骤里第四载波的功率被用来估计的本地振荡和接收的光信号之间的频率偏移。频率偏移补偿后，相位恢复在是使用第四个载波的功率算法的相位旋转速度中执行的。此外，一个后置滤波器把正交相移键控转换为正交双二进制。在这里，后滤波器是由一个简单的传递函数为H(z)= 1+Z-1 [11]的T 延迟添加有限脉冲响应滤波器实现的。后置滤波器不仅能降低符号间干扰（ISI），也能大致地反向实现奈奎斯特信道的频率响应。这就是为什么它可以减少来自相邻信道的串扰。最后，四个独立的具有两状态的基于Viterbi算法的最大似然序列检测用于同相和正交路径的两极化的符号判决。 


                                                                           三．实验结果 

         在这个实验中，错误超过12×106位（12个数据集，每个数据集包含106位）。差分译码是用来解决π/ 2相位模糊问题。图3显示了误比特率（BER）作为光信噪比（0.1纳米的分辨率，双极化）。我们通过调整本地振荡的频率来衡量一个在1553.75 nm处的特定信道的性能。如图3中填充星形的曲线所示，在1×10-3的误比特率下，对于56G波特的奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控来说，所需的光信噪比为22.4 dB/0.1 nm。通过禁用50 GHz的相邻信道，使用波长选择开关（WSS）的单信道的  误码率性能如图中填充实心圆的曲线所示，由串扰引起的代价约为0.5 dB。如图中填充方形的曲线所示，在1×10-3的误比特率下，对于一个单信道，通过暂时关闭相邻通道和使用波长选择开关后，所需要的光信噪比是22.2 dB/0.1 nm。相比有50 GHz的波长选择开关的单通道情况，这里有0.3 dB的光信噪比损失。这是因为，载波抑制归零码（CSRZ）信号具有很宽的频谱，因此，由于实时示波器或数模转化器的有限带宽，一部分光功率不能被相干接收机检测到。对于脉冲调制不归零码正交相位键控调制信号（通过关闭归零码的无线电频率），在1×10-3的误比特率下，所需要的光信号信噪比（如填充了菱形的曲线所示）是23.2 dB，这比脉冲调制载波抑制归零码正交相位键控调制信号的光信噪比高了大概0.8分贝。这意味着，载波抑制归零码比不归零码可以容忍更窄的滤波效果。此外，我们还可以测量并确认所有其他信道表现出的相似的性能。结果也同那些使用了常规的正交相位按键调制的判决而没有使用后置滤波器和最大似然序列检测得到的信号比较了。对于单信道和奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相位键控调制信道，在误比特率为3.8×10 -3下，光信噪比的需求是（如填充向下的三角形和星形（*）的曲线分别所示）分别为23分贝和24分贝。通过后置滤波器加上最大似然序列检测算法后的改善大约是3至4分贝。仅仅对于奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相位键控调制信号，使用最大似然序列检测后的光信噪比增益（如填充柿子的曲线所示）为1分贝。



 
图3 在1553.75nm的奈奎斯特波分复用信道的误比特率性能 PF:后置滤波器

      图4显示了只应用了掺铒光纤放大器（EDFA）放大，在1600km单模光纤传输之前和之后的光谱。1600km的单模传输后，通过后置滤波器之前和通过滤波器后获得的信号群分别为图4中的(a)和(b)。在超过1600km的单模光纤传输之后，光信噪比是21.3 分贝。我们可以看出，在使用后置滤波器之后的转换后的双二进制信号群十分清楚。


 
图4 在1600多公里的单模光纤传输之前和传输之后的光学光谱（0.5纳米分辨率），以及通过后置滤波器之前和之后的传输的脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控调制信号群分别如图中的(a)和(b) 。

       图5（a）显示了在超过1600km的单模光纤传输之后，传输作为发射功率函数之后，奈奎斯特波分复用信道的误码率性能。9.5 dBm的发射功率的提供了将近1×10-3的最好的  误码率性能。图5（b）显示了在每个信道以1dBm的最佳发射功率传输之后，对所有通道的测量的误码率结果。在超过1600公里的单模光纤中传输后，对所有信道平均接收的光信噪比是21.3分贝。对所有信道的误码率小于误码率限制是3.8×10-3的前向纠错（FEC）[12]。


 
图5（a）在1553.75-nm与超过1600公里的单模光纤传输后的发射功率下，奈奎斯特波分复用信道的  误码率性能。(b)在超过1600公里的单模光纤传输后，所有信道中信号的误码率。

                                                                      四．结  论

        我们已经证明在4b/s/Hz的频谱效率记录下，只使用掺铒光纤放大器（EDFA）放大，在超过1600km的单模光纤上传输的7×224-Gb/s的奈奎斯特波分复用脉冲调制载波抑制归零码正交相移键控调制的信号的产生和传输。我们采用了结合噪声抑制后置滤波器和1位的最大似然序列检测的相干检测。在传输超过1600公里的单模光纤传输之后，所有信道具有的  误码率小于误码率限制是3.8×10-3的前向纠错（FEC）。

Manuscript received February 21, 2012; revised April 23, 2012; accepted April 24, 2012. Date of current version May 30, 2012.
Z. Dong is with ZTE Corporation, Morristown, NJ 07960 USA, and also with the Georgia Institute of Technology, Atlanta, GA 30332 USA (e-mail:
[e-mail]).
J. Yu is with ZTE Corporation, Beijing 100876, China, and also with Fudan University, Shanghai20443, China (e-mail: [e-mail]).
Z. Jia and H.-C. Chien are with ZTE Corporation, Morristown, NJ 07960 USA (e-mail: [e-mail]; [e-mail]).
X. Li is with Fudan University, Shanghai 20443, China (e-mail:[e-mail]).
G.-K. Chang is with the Georgia Institute of Technology, Atlanta, GA 30332
USA (e-mail: [e-mail]).
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                                                                          注  解
[1] C. R. S. Fludger, et al., “Coherent equalization and POLMUX-RZDQPSK for robust 100-GE transmission,” J. Lightw.Technol., vol. 26, no. 1, pp. 64–72, Jan. 1, 2008.

[2] J.-X. Cai, et al., “112×112 Gb/s transmission over 9360 km with channel spacing set to the baud rate (360% spectral efficiency),” in Proc. ECOC 2010, Torino, Italy, Sep., pp. 1–3, paper PD2.1.
[3] J. Yu, et al., “112.8-Gb/s PM-RZ-64QAM optical signal generation and transmission on a 12.5 GHzWDM grid,” in Proc. OFC 2010, San Diego, CA, pp. 1–3, paper OThM1.

[4] Z. Dong, J. Yu, C.-H. Chien, S. Shi, Y. Xia, and C. Ge, “24 Tb/s (24×1.3 Tb/s) WDM transmission of terabit PDM-CO-OFDM superchannels over 2400 km SMF-28,” in Proc. OECC, Jul. 2011, pp. 756–757, paper PDP6.

[5] B. Zhu, X. Liu, S. Chandrasekhar, D. W. Peckham, and R. Lingle, “Ultralong-haul transmission of 1.2-Tb/s multicarrier no-guard-interval CO-OFDM superchannel using ultralarge-area fiber,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 22, no. 11, pp. 826–828, Jun. 1, 2010.

[6] Y.-K. Huang, et al., “10×456-Gb/s DP-16 QAM transmission over 8×100 km of ULAF using coherent detection with a 30-GHz analog-todigitalconverter,” in Proc. OECC, Jul. 2010, pp. 1–2, paper PDP2.

[7] A. H. Gnauck, et al., “Generation and transmission of 21.4-Gbaud PDM 64-QAM using a high-power DAC driving a single I/Q modulator,” in Proc. OFC, Mar. 2011, pp. 1–3, paper PDPB2.

[8] X. Zhou, et al., “8×450-Gb/s, 50-GHz-spaced, PDM-32 QAM transmission over 400 km and one 50 GHz-grid road,” in Proc. OFC, 2011, pp. 1–3, paper PDPB3.

[9] A. H. Gnauck, P. J. Winzer, G. Raybon, M. Schnecker, and P. J. Pupalaikis, “10×224-Gb/s WDM transmission of 56-Gbaud PDMQPSK signals over 1890 km of fiber,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 22, no. 13, pp. 954–956, Jul. 1, 2010.

[10] C. Xie, G. Raybon, and P. J. Winzer, “Hybrid 224-Gb/s and 112-Gb/s PDM-QPSK transmission at 50-GHz channel spacing over 1200-km dispersion managed LEAF spans and 3 ROADMs,” in Proc. OFC, Mar. 2011, pp. 1–3, paper PDPD2.

[11] J. Li, Z. Tao, H. Zhang, W. Yan, T. Hoshida, and J. C. Rasmussen, “Enhanced digital coherent receiver for high spectral-efficiency dualpolarization quadrature duobinary systems,” in Proc. ECOC 2010, Torino, Italy, Sep., pp. 1–3, paper Th.10.A.3.

[12] Forward Error Correction for High Bit-Rate DWDM Submarine Systems, ITU-T Standard G.975.1, 2004.